天線

匹配電路總結

Tune Matching 的方法有許多，有利用單獨供電給PA，直接在Active 情況下Tune Matching 的方式[1]，但是這方法要有兩個條件：

能夠正常通話
能進入非信令模式

然而Tune Matching 的工作，多半都是在第一版PCB 就要完成(因為第二版PCB 就要直接送認證)，但是依個人經驗，通常第一版PCB，軟件可能尚未Ready，正常通話？進入非信令模式？再等等唄。

因此個人較偏好利用Passive 方式Tune Matching，你只要有板子就能進行，不必等到軟件Ready。

由於GSM 跟WCDMA 是手機的核心，故個人以這兩個功能的Tx/Rx Matching 來做說明。

基本原理：

最理想情況，當然是希望Source 端的輸出阻抗為50 歐姆，傳輸線的阻抗為50歐姆，Load 端的輸入阻抗也是50 歐姆，一路50 歐姆下去，這是最理想的。

但是，板廠的製程，在Trace 的線寬，以及對地間距，一定會有誤差，這導致Trace 的阻抗，未必是50 歐姆，所以要靠Matching 把阻抗Tune 到50 歐姆。所以通常就算對於阻抗控制再有信心，也會留Dummy pad，以備不時之需。

Matching步驟：

先把落地組件拔掉，串聯組件用0歐姆電阻，目的是要知道PCB Trace最原始的阻抗為多少，接下來才能利用Smith Chart跟Matching組件，把阻抗Tune到50歐姆。

Ｑ．）我可以直接用焊錫Short，來代替0 歐姆電阻嗎？這樣比較省事。
答案是不行，因為雖然以電路觀點，都是Short，但是以高頻觀點，利用焊錫這種Distributed 方式，會有寄生效應，連帶使得你量出來的阻抗會不准。
零件換好後，先把網絡分析儀做校正，再將銅管作Port extension，如此便可開始量阻抗。
我們發現PCB Trace 最原始的負載阻抗為(40.6-13j)歐姆，接下來就是利用Smith Chart，將負載阻抗Tune 到50 歐姆。

也就是要把負載阻抗，依序透過Z1， Z2， Z3，把阻抗由(40.6-13j)歐姆，Tune 成50 歐姆。

首先要把阻抗，弄到通過50 歐姆的Z-plane/Y-Plane 圓周上，也就是下圖兩個藍色圈圈的圓周上，

而下圖是串電感，串電容，並電感，並電容的軌跡。

因為Z1 是落地組件，所以透過並聯方式，將阻抗弄到通過50 歐姆的Z-plane/Y-Plane 圓周上。
但是我們發現，不管是並電感，

或是並電容，

其阻抗都跑不到我們要的圓周上，因此Z1 就直接Dummy。依此類推，若往後遇到T 型Matching，Z1 為串聯組件，但串電容跟串電感都跑不到我們要的圓周上時，這時Z1 就放0 歐姆。而Z2 是串聯組件，利用串9.8nH 的電感，將阻抗弄到了我們要的圓周上，此時阻抗為(40.4 + 19.3j)歐姆。

最後Z3 又是落地組件，因此並一個3.1pF 的電容，使阻抗跑到(49.7 + 0j)歐姆。

因此我們利用串9.8nH，並3.1pF 的組合，將負載阻抗由原始的(40.6-13j)歐姆， Tune 成了49.7 歐姆。

Ｑ．）如果我阻抗控製作的相當好，不需任何Matching 組件就有50 歐姆，我可以在下一版PCB 拿掉這些Matching 組件嗎 ?

答案當然是可以，好處有三：
1. 減少零件，便可Cost Down
2. 減少零件，降低SMT issue 的風險
3. 減少零件，降低Insertion Loss
第3 點對於GPS 尤其重要，我們由Noise Figure 的公式:

發現GPS LNA 前的Noise Figure，幾乎決定了整體電路的Noise Figure。
換句話說，若LNA 前的Noise Figure 不好，那麼C/N 值跟Sensitivity，注定不會好，因此要想辦法將LNA 前的Loss 降到最低。而Loss 來源有二：
1. Mismatch Loss
2. Insertion Loss
若阻抗控制得相當好，等同於幾乎沒有Mismatch Loss，若能將這些Passive 的Matching 組件拿掉，便可更進一步降低Insertion Loss。即便是0 歐姆電阻，仍有些微的Insertion Loss，更何況GPS 接收的是-150 dBm 極微弱的訊號，些微的Insertion Loss，對於C/N 值跟Sensitivity，已有相當的影響。因此若阻抗控製作的相當好，建議下一版PCB 就直接用Microstrip 連過去。

Matching原則：至於Matching的原則，一般而言有五項：
1.電感/電容值，不要過小
2.落地電容值，不要過大
3.電感/電容值，不要過於冷門
4.盡可能設計成Low Pass Filter
5.整個頻帶的阻抗軌跡盡可能收斂
電感/電容值之所以不要過小，原因是要維持Matching的穩定性，因為電感/電容值會有誤差，以電容為例子，差不多會有正負0.1pF的誤差，如果是一個容值為0.3pF的電容，則誤差高達33%，其容值範圍為0.2pF ~ 0.4pF，這可能會導致每片PCB的Tx/Rx Performance不一致，進而影響工廠量產時的良率。
落地電容值之所以不要過大，是因為依照容抗公式：

電容值越大，容抗越小，因此落地電容值過大，則反而可能會讓訊號都流到GND。
電感/電容值，不要過於冷門，原因是方便備料，因為若是常見的值，則所有廠家都會有，量產過程中，若First Source 的廠家缺料，還可馬上找Second Source 的廠家。
至於盡可能設計成Low Pass Filter，原因是這樣可以抑制諧波。而Low Pass Filter 的組合如下：

第五項是最重要的原則，上述步驟，是以單一頻率點來做Matching，但最後要看整個頻率範圍內的Smith Chart 軌跡，才能決定該Matching 值可否採用。
以DCS band 為例，Tx 頻率範圍為1710 MHz ~ 1785 MHz，因此作Tx Matching 時，盡可能希望1710 MHz ~ 1785 MHz 的阻抗，都能收斂在50 歐姆附近。

而不要像下圖一樣，Low/Mid/High Channel 的阻抗，都不相同。

因為以Load Pull 的觀點，不同的阻抗點，會導致不同的輸出功率。阻抗相差越多，則輸出功率也相差越多，造成輸出功率不平坦。

而以Rx Matching 觀點而言，阻抗離50 歐姆越遠，則Mismatch Loss 越大，即Sensitivity 越差，因此若無法Low/Mid/High Channel 的阻抗，都收斂在50 歐姆附近，則會導致Sensitivity 不平坦。
所以Tune Matching 時，可以先以Mid Channel 的頻率點，作單一頻率點的Matching，因為Low/ High Channel，並不是每個測項都會測，但Mid Channel 每個測項都會測，所以要先確保Mid Channel 的阻抗有到50 歐姆，再使Low/High Channel 的阻抗，也收斂到50 歐姆附近。
雖然Matching 的組合，有L 型、T 型、π型，但T 型/π型的阻抗收斂效果，會比L 型來得好，因此若Low/High Channel 的阻抗，離50 歐姆較遠，便可利用T 型/π型的Matching，把Low/High Channel 的阻抗Tune 到50 歐姆。
Ｑ．）但以上面例子而言，一開始的Z1 是落地組件，並不能幫我把原始負載阻抗Tune 到50 歐姆，因此若硬要用π型，可能50 歐姆Matching 的效果還不如L 型來得好。
這問題分兩個層面探討，
首先，雖說T 型/π型的阻抗收斂效果，比L 型來得好，但不是說非用不可。如果用L 型，其Low/High Channel 的阻抗，已收斂到50 歐姆附近，那當然沒必要多增加一顆組件去做T 型/π型。更甚至如果Low/High Channel 的原始負載阻抗已經很收斂，第二版PCB 當然就如之前所說，直接Microstrip 連過去，更沒必要硬用T 型/π型。
其次，如果L 型在Mid Channel 的50 歐姆Matching 效果比π型好，但Low/High Channel 的阻抗卻不收斂，要如何在保有L 型的Matching 效果同時，還能進一步讓Low/High Channel 的阻抗收斂呢?
先介紹四個簡單的電感/電容只串/並聯公式：

接著利用上述四個公式，將L 型拆成T 型/π型。

在此註意電感不管是串聯還是並聯，都不要離太近，否則會因為互感，而使計算結果變得更將復雜，且不如預期。因此若要將

拆成π型，則會變成 :

上述講到零件值不要太冷門，因為3.1pF 是個很冷門的值，故真正採用時，會用3pF，因此拆成π型，就變成兩個1.5pF。
那要如何判斷零件值冷不冷門呢，簡單的判斷準則是找沒名氣的二線小廠商，跟他們要Sample Kit，Sample Kit 裡面有出現的值，多半不會太冷門，可以不用擔心備不到料的問題。
接下來，我們以Block 的觀點，探討GSM/WCDMA 的Tx/Rx Matching。
GSM Tx Matching
一開始板子會有這些零件，

然後，把ASM 跟GSM PA 拔掉。

Step1. 把ASM跟WCDMA間的S11以及S22，盡量Tune成50Ohm

因為這段是影響GSM/WCDMA 所有Tx 跟Rx，所以一旦有50 Ohm，就直接Fix 住，之後Tune 其它Band 或是Rx，都不要動這段。
Ｑ．）為啥Connector 不用Reference Plane？
Ans：
原因是當Connector 端接上RF Cable 時，其Connector 與後面天線彈片間是Open 的，此即為最佳的Reference Plane。

Step2. 再把ASM 跟GSMPA間的S11 跟S22都盡量Tune成50Ohm

Step3. 拿另一塊板子，GSM PA 跟ASM 都有Mount 上去的，把PA 拔掉，再把之前Tune 的新Matching 值換上去，並量測GSM PA 到Connector 的S21，這樣對於PA chip out 到Connector會有多少Loss，至少有個底。

WCDMA Tx Matching
一開始板子會有這些零件

因為在GSM 階段，ASM 到Connector 已經Tune 到50 Ohm，所以我們就Fix 住，不再去動它
然後把WCDMA PA 跟ASM 拔掉

Step 1. 把ASM 跟WCDMA 間的S11 以及S22，盡量Tune 成50 Ohm

Step 2. 拿另一塊板子，所有零件都有Mount 的，把WCDMA PA 拔掉，並換上新的Matching 值，然後量WCDMA PA 到Connector 的S21，這樣對於WCDMA PA Chip output 到Connector 有多少Loss，至少有個底。

Ｑ．）為啥不是ASM 到Duplexer，以及Duplexer 到PA 分兩段作Matching？

Ans：
當然如果嚴謹一點，是必須這樣做。不過因為Duplexer 本身也是Passive 組件，同樣也是不必等軟件Ready，有板子就能做Matching，因此為節省時間，就直接ASM 到WCDMA 做一次Matching 即可。
除非是發現Matching Tune 不太動，因為Duplexer 的input & output 各有三顆元件，一共六顆組件，變量太多，這時就可以分段做Matching，把變量先縮減為三個，以加速Matching 進度。
Ｑ．）每個頻率點的Load pull 都不同，為啥卻一律都Matching 50 歐姆？
Ans：
因為方便省事。確實，對某些頻率點而言，50 歐姆的輸出功率未必最大，耗電流未必最小，諧波也未必最小。
但是，仔細觀察Load pull 會發現，50 歐姆的輸出功率、耗電流、諧波，通常也不會差到哪裡去，就算不是最佳，也不至於差到無法接受。除非是要對某個特性做優化，好比Insertion Loss 太高(因為Trace 線寬太細)，希望有最大輸出功率。或是客戶對於通話時間很要求，希望有最小耗電流。又或者是Harmonics 的Performance Fail，希望有最小諧波。這時就必須專程把Load Pull Tune 到特定的阻抗值。
Ｑ．）為啥PA input 不做Matching？
Ans：
也是為了方便省事。因為PA 的Load Pull，理論上是由PA 的輸出阻抗決定，跟PA 的輸入阻抗沒有關聯，就算有影響，其影響程度也是很小，遠小於PA 的輸出阻抗，除非在Layout 上，PA 的input跟output 靠太近，相互耦合，那麼input 就會影響輸出阻抗，而能量大的output，也會干擾能量小的input。
再者，以TQM6M4068 這顆PA 為例[2]，其PA input 範圍為0 dBm ~ 6 dBm，因此即便PA input 不做Matching，有Mismatch Loss，但只要該Loss 不至於讓PA input 連低標0 dBm 都沒有，那麼就不至於會有太大issue。
Q. 可是當PA Mount 上去，且處於Active 狀態時，PA output 看出去的Load pull 還會是50 歐姆嗎? 會不會Passive 時的Load pull，跟真正Active 時差很多？
Ans：
坦白說，小弟並未比較過Passive 與Active 的Load pull 比較，所以不知是否會差很多，但是依小弟經驗，如果Passive 有Tune 好，Active 時的Performance 不至於差到哪去，就算有Fail，也不太會是Matching 因素。
況且，如果最後發現，該Fail 真的與Matching 有關，那麼再Fine-tune 一下電感電容值即可(這時就直接硬Tune 了，小弟只有在Passive 時會看阻抗Smith Chart，當軟件Ready，可以Active 時，就直接只看Pretest 結果，Pass 就Fix 住，Fail 就再繼續硬Tune)。
GSM Rx Matching
一開始板子會有這些零件

前面說過了，ASM 到Connector 的Matching 已Fix 住就不再動，故直接由ASM 到Balun 開始。然後把Balun 跟ASM 拔掉，

Tune 到50 歐姆即大功告成。

WCDMA Rx Matching
一開始板子會有這些零件

然後把Duplexer 跟ASM 拔掉，

Tune 到50 歐姆即大功告成。
Ｑ．）Balun/Duplexer到Transceiver這段不用Tune嗎 ?
Ans：
當然要，因為這邊的Matching離Transceiver最近，對於Sensitivity有很大影響。但是Balun/Duplexer到Transceiver這段，多半都是走Differential，

因此若要Tune Matching，不能像之前Single-end一樣，要先知道如何用VNA看Differential阻抗[3]，然後再Tune Matching。過程比Single-end來得複雜，依個人經驗，小弟在完成ASM到Balun/Duplexer的Passive Matching後，接著等軟件Ready，便直接硬Tune後端Differential的Matching，直接只看Sensitivity，若有達成目標，就Fix住，若沒有就繼續硬Tune。
Reference
[1] 優化RF3166 PA 效率之實例分析
[2] TQM6M4068 Advance Data Sheet
[3] Ordinary Vector Network Analyzers Get Differential Port Measurement Capability